差動回路の出力合成（３）カレントミラー正負反転式

差動回路の出力を合成する方法をいくつかあげています。前回は初段に能動負荷を使った回路構成でしたね。

今回は、HPA-1000という据置きヘッドホンアンプで使った方法になります。

この回路に名称がついているか分かりませんが、Q2側の電流をカレントミラー回路で反転させてマイナス側へもっていき2段目のSEPP部で合成する回路になっています。　ここでは仮の名称として「カレントミラー正負反転式」と呼ぶことにします。

元の回路と比較してみると分かりやすいと思います。Q2の負荷にカレントミラーを追加しただけですね。

　＜ 元の回路 差動回路のQ2出力を使わずに捨てています ＞

Q1側の出力は負荷がR1です。上側の緑色のラインで2段目（Q6）へと接続しています。

Q2側の出力はカレントミラー回路（ピンク枠）にて電流を反転し、負荷R2に流れる電流をR13にも流れるようにして下側の緑のラインで2段目のマイナス側（Q7）へと接続しています。

Q6とQ7とでSEPP（シングルエンドプッシュプル）構成になって差動成分が合成されます。

実際のHPA-1000の2段目はダーリントン接続＋カスコード回路の３トランジスタ構成で豪華な回路にしていたのですが、初段差動から2段目へと接続していく部分は基本的に変わりません。

初段にカレントミラー負荷を付けた場合と比較して、本回路は負荷抵抗なのでシミュレーションしても振幅電圧が見えて理解しやすいと思います。　シミュレーションは無料のLTspiceがおすすめです。

■動作電流の決め方

１段目の電流値はQ3のエミッタ抵抗（R3）で決定するのはこれまでの回路と一緒です。

音の好みで１～2mAあたりに設定します。

２段目は個別の定電流回路はありません。1段目の負荷抵抗（R1、R2）と2段目のエミッタ抵抗（R7、R8）で決めます。

出力段のドライブ力の観点から２～5mA程度にするのが良いかと思います。　もし負荷抵抗（R1、R2）の値を変更するならカレントミラー部のR12,R13も同じ値にします。

■心残りな点

この回路はHPA-1000で使った回路ですが、実は唯一心残りなところがあります。　

それはQ1,Q2のコレクタ電位に0.6Vの差がある事です。　熱的なバランスは、0.6V程度の差であれば殆ど無視できるとは思うのですが、完全ではありません。　どう音に影響が出ているのか不明です。

たかが0.6V。されど0.6V。 といったところですね。

ということで、次の回路に続きます。

そうそう、今回の一連の回路はあくまでも初段の差動回路の出力合成の説明なので、出力段は簡易的で位相補償も入れていません。実用的に使うなら出力段の強化と適切な位相補償を追加してください。

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参考まで

このカレントミラー正負反転式回路が使われていた市販アンプの回路例です。

サンスイAU-X911DG（AU-α907L Extraと同年代の海外モデル）のサービスマニュアル、プリアンプ部抜粋です。　同じ年代の別モデルにも同じ回路が搭載されていると思います。

当時は低ノイズなDual FET、 Dualトランジスタが生産されていたので全面採用されています。　出力バッファなしで構成されているのはサンスイらしさです。　Dualトランジスタを使わず、ダイオードとトランジスタのペアでカレントミラーにしているアンプもいくつかありました。

オンキヨーの一部のアンプでもこのカレントミラー正負反転式回路が採用されていました。日本用モデルはIntegra A-927と思いますが、2段目からフィードバックした終段無帰還アンプなのとインバーテッドダーリントン出力段が特徴的なアンプです。